10 A电子保险丝可为48 V电源提供紧凑型过流保护
作者：ADI 高级应用工程师 Pinkesh Sachdev
摘要
传统上，过流保护使用的是保险丝。但是，保险丝体积庞大，响应速度慢，跳闸电流公差大，需要在一次或几次跳闸后更换。本文介绍一种外形紧凑、纤薄、响应速度快的10 A电子保险丝，它没有上述这些无源保险丝缺点。电子保险丝可在高达48 V的DC电源轨上提供过流保护。
简介
为了尽量减少由电气故障引起的系统停机时间，使用率高的电源或全年无休的系统需要在供电板上增加过载和短路保护。当电源为多个子系统或板（例如RF功率放大器阵列或基于背板的服务器和路由器）供电时，必须为电源提供过流保护。快速断开发生故障的子系统与共享电源总线之间的连接，保证余下的子系统能够继续正常运行，无需重新启动或离线。
传统的过流保护(OCP)是基于保险丝，但它们体积庞大、响应缓慢、公差大，并且在一次或多次跳闸后就需要更换。适用于DC电源的集成电路OCP解决方案，也被称为电子断路器或电子熔断器，则克服了这些保险丝缺点。为了节省电路板空间，并具备无源保险丝的简单性，电子保险丝中包含功率MOSFET开关，控制电路也集成在相同的封装中。
带内部功率MOSFET的浪涌抑制器
浪涌抑制器是一种集成电路装置，用于控制电源线路中的N通道功率MOSFET，后者置于DC电源（例如12 V、24 V或48 V）和需要抵御输入电压和负载电流浪涌的系统电子器件之间。内置输出电流和输出电压限制使浪涌抑制器能保护负载电子不受高压输入浪涌影响，并保护电源免于遭受下游过载和短路。可调定时器在电压或电流浪涌限制事件期间激活，保证系统不断电，连续运行，以应对短暂故障。
如果故障的持续时间超过定时器时间，则系统断电。
LTC4381是首款带有内部功率MOSFET的浪涌抑制器。它可以采用高达72 V的供电电压，但仅消耗6 µA静态电流。内部功率MOSFET提供100 V漏源击穿电压(BVDSS)和9 mΩ导通电阻(RDS(ON))，可以支持高达100 V的输入浪涌和10 A应用。LTC4381提供四个选项，可以选择故障重启行为和固定或可调的输出钳位电压。
48 V、10 A电子保险丝电路
图1.48 V、10 A电子保险丝和LTC4381
LTC4381的浪涌抑制器功能易于扩展，可以作为电子保险丝使用。图1显示48 V、10 A电子保险丝应用中的LTC4381-4，该应用保护电源不受输出端的过载或短路影响。正常运行期间，输出VOUT通过内部功率MOSFET和外部检测电阻RSNS连接到电源输入VIN。在输出过载或短路期间，当RSNS压降超过50 mV电流限值阈值时，TMR引脚电容电压开始从0 V上升，内部MOSFET在TMR电压达到1.215 V时关闭（稍后详细介绍）。4 mΩ RSNS将典型过流阈值设置为12.5 A (50 mV/4 mΩ)，最小阈值设置为11.25 A (45 mV/4 mΩ)，为10 A负载电流提供足够余量。
图2.LTC4381 10 A保险丝电路采用(a) 48 V（左）和(b) 60 V（右）电源启动220 µF负载电容
由于返回电路的电路或电缆的寄生电感，当内部MOSFET开关在电流流动期间关闭时，输入电压会急涨至标称工作电压以上。齐纳D1保护LTC4381 VCC引脚的80 V绝对最大额定值，而D2保护内部100 V MOSFET不受雪崩影响。D1也将输出钳位电压设置到66.5 V (56 V + 10.5 V)，以防不使用D2。R1和C1过滤VIN升高和下降。如果有电容接近LTC4381限制电压尖峰，低于80 V，则VCC引脚可以直接连接至VIN。在这种情况下，可以取消使用D1、D2、R1和C1。
正常运行期间，有10 A流过内部MOSFET时，LTC4381的初始压降为90 mV，功耗为900 mW。但是，在室温环境下，这种功耗会使DC2713A-D评估板上的LTC4381封装的温度升高到约100°C，达到RDS(ON)的两倍，且使压降升高到180 mV。4 mΩ检测电阻在10 A时再度下降40 mV。可能需要消耗更多的铜，特别是在SNS节点，以降低LTC4381的升温。DC2713A-D SNS节点使用2.5 cm2 2盎司铜，这些铜均匀分布在板的两个外层上，上述信息作为参考。
图3.LTC4381 MOSFET的安全工作区域。
启动行为
当ON引脚不与地相接后，图1中的电路启动一个220 µF负载电容，如图2所示，适用于48 V和60 V电源。假设60 V为48 V电源工作范围的上限。假设启动期间没有额外的负载电流的情况下，220 µF是这个10 A电流能够安全充电的最大负载电容。当220 µF电容按照12.5 A电流限值充电至60 V时，涌入时间为220 µF × 60 V/12.5 A = 1.06 ms。LTC4381 MOSFET的安全工作区域(SOA)图，如图3所示，显示在12.5 A和30 V下它可以正常运行1 ms。之所以使用30 V，是因为它是平均输入-输出差分电压，开始时为60 V，之后降至0 V。
由于没有GATE引脚电容来减缓其斜坡速率，在得到控制之前，输出在2毫秒内充电，涌入电流达到17 A峰值，超过电流限值阈值（参见图2）。LTC4381具有50 mV电流限值检测阈值，或者当OUT引脚的电压>3 V，采用4 mΩ检测电阻时为12.5 A，但当OUT引脚的电压<1.5 V（如图4所示）时，它会升高到62 mV或15.5 A。该图还表明，在启动过程中，如果检测电阻中的电子负载电流降低超过20 mV（4 mΩ时5 A），输出会保持在2 V（且TMR超时）。
图2中的波形显示，因为缺少保持环路稳定所需的47 nF栅极电容，所以反而会对涌入电流脉冲实施调节。事实上，在60 V涌入期间，电流会断开约0.5 ms。LTC4381 TMR上拉电流与内部MOSFET的功耗成正比。因此，即使电流低于电流限值阈值，在启动涌入期间，TMR也会升高。我们故意去掉栅极电容，以使用小型TMR电容，使220 µF负载电容仍能成功启动。在短路故障期间，小型TMR电容会保护MOSFET，这一点我们将在下一节详细介绍。
最小的TMR电容为68 nF，在60 V启动期间保持TMR电压上升到0.7 V左右。例如，选择47 nF的TMR电容，允许TMR在60 V启动期间达到1.15 V，这非常接近1.215 V栅极关断阈值。选择0.7 V峰值TMR目标电压，以从1.215 V栅极关断阈值提供足够余量，同时采用以下这些公差：TMR上拉电流±50%（LTC4381数据手册中的ITMR(UP)规格），TMR电容±10%，1.215 V TMR栅极关断阈值±3%（VTMR(F)规格）。
图4.LTC4381电流限值与输出电压
表1列出了推荐最大负载电容使用的TMR电容，以在60 V启动期间将TMR电压升高限制在0.7 V左右。
表1.推荐用于CLOAD(MAX)的CTMR。
输出短路行为
图1中的电路主要用于保护上游电源，无论是在启动或正常运行期间，保护电源不受过载和短路等下游故障影响。图5显示在输出端存在短路时，LTC4381启动其MOSFET。栅极电压（蓝色曲线）升高。超过3 V阈值电压时，MOSFET开启，电流（绿色曲线）开始流动。由于输出短路，且没有栅极电容，MOSFET电路迅速升高，超过0 V输出时的15.5 A电流限值阈值，并在LTC4381做出反应，下拉MOSFET栅极和关断电流流动之前达到21 A峰值。电流超出15.5 A的时间持续不到50 µs。由于MOSFET中短暂的功耗，TMR电压（红色曲线）升高约200 mV。由于TMR远低于1.215 V栅极关断阈值，栅极再次打开，导致出现另一个电流尖峰。在每一个电流尖峰位置，TMR电压升高至接近1.215 V。
图5.启动48 V电源的LTC4381进入输出短路
在经历几次这样的电流尖峰后，TMR电压达到1.215 V栅极关断阈值，MOSFET保持关闭。TMR现在进入冷却周期，LTC4381-4不允许MOSFET再次开启，直到冷却周期完成。根据LTC4381数据手册中的公式8，68 nF TMR电容的冷却周期时长为33.3 × 0.068 = 2.3 s。由于LTC4381-4自动重试，这样的电流尖峰和冷却周期模式将无限次重复，直到输出短路被清除。在正常操作期间（即，输出已启动）如果发生输出短路，该模式将重复出现。注意，除非添加4 µH输入电轨电感，否则LTspice®模拟不会显示如图5所示的行为。
结论
LTC4381的内部功率MOSFET为48 V、10 A系统的电子保险丝或断路器提供紧凑电路。如此，在设计阶段无需花费时间选择功率MOSFET。LTC4381 MOSFET的SOA经过生产测试，每个器件都可以保证质量，分立式MOSFET不提供这种保证。这有助于构建一个可靠的解决方案，以保护服务器和网络设备中价格昂贵的电子装置。
由于没有使用稳定环路的栅极电容，本文所谈论的10 A电路会有一些特有的行为，应该加以注意。具体来说，就是在短路期间，不会出现受传统dV/dt控制的涌入电流和脉冲电流。然而，这些都是短暂的瞬间事件，持续时间不到几毫秒。输入旁路电容可以帮助防止对48 V电源产生任何干扰，特别是与其他电路板共享该电源时，例如背板。在后一种情况下，相邻电路板的负载电容也起到与输入旁路电容相同的作用。
作者简介
Pinkesh Sachdev是ADI公司云电源团队的高级应用工程师。他拥有印度理工学院（印度孟买）电气工程学士学位以及斯坦福大学电气工程硕士学位。联系方式：pinkesh.sachdev@analog.com。
