关于便携式储能电源中充电电路设计的一些建议

近年户外运动产业蓬勃发展叠加应急产业规范化管理，便携式储能市场规模呈现高速增长态势。在后疫情时代，全球户外运动热情大涨，自驾游、垂钓、野餐露营、追光摄影成主流，伴随户外消费质量升级，户外电源取代燃油发电机成为户外用电的主流方案。

在碳达峰、碳中和的大环境下，全产业领域都在推进能源供给转型，能源转型决定了全球需要“清洁绿色能源”发电。通过户外电源+太阳能板，搭建从发电、储电到用电自给自足的用电闭环，理论上可脱离电网实现户外用电自由，使便携式储能电源成为名副其实的“太阳能户外电源。

由于便携式储能电源产品的用途是移动的，在家里时利用220V转48V的直流适配器充电，在车上时利用车载12V限流充电，在户外时则利用太阳能面板电池充电。然而，太阳能电池面临着挑战，因为太阳能电池的输出电压变化很大，几乎每时每刻随着太阳光照的变化而变化。因为太阳能电池的输出电压取决于太阳能电池板上的电量、系统的温度和电池板上的负载。此时系统需要一个功率调节电路，用以获取较大的输入电压范围，使输入始终保持最大利用率，最大功率。                     

今天我们要讲到的是，ADI推出的LT8705降压 - 升压控制器 提供了一种极好的方法来解决工作电压高达80V的系统中的可变性问题，因为它可以接受2.8至80V的输入电压，并在输出端提供1.3V至80V的电压，可以解决当下流行的4块光伏板串联输入充电（电压高达72V）与12V车载充电的宽范围输入转换的问题，这使得设计能够与众多太阳能电池板设备连接，通过运行一个程序来实现最大功率点跟踪(MPPT) 和最大限度地利用太阳能电池转换的能量来进一步改进系统。

那就让我们一起来看看如何设计便携式储能电源太阳能充电电路吧。

设计实例

VIN = 8V 至 25V

VOUT = 12V

IOUT(MAX) = 5A

f = 350kHz

最大环境温度 = 60°C

工作频率确定

LT8705 的工作频率可采用内部自由运行振荡器来设定。当SYNC 引脚被驱动至低电平 (<0.5V) 时，工作频率由一个介于 RT 引脚和地之间的电阻值设定。IC 内部集成了一个修正的定时电容。振荡器频率采用下式计算：

RT的选择

通过以下公式确定内部振荡频率所需的阻值

RSENSE的选择

RSENSE 的选择和最大电流必须正确地选择 RSENSE 电阻以实现期望的输出电流值。过大的电阻会将输出电流限制在应用所要求的水平以下。

首先，确定升压区中的最大容许 RSENSE 电阻，即 RSENSE(MAX,BOOST)。在此之后找出降压区中的最大容许RSENSE 电阻，即 RSENSE(MAX,BUCK)。选择的 RSENSE 电阻必须小于此两者。

升压区：在升压区中，当 VIN 处于其最小值而 VOUT 为其最大值时，最大输出电流能力最低。因此，在这些条件下必须选择适当的 RSENSE 以满足输出电流要求。首先采用下式计算出 VIN 为其最小值而 VOUT 为其最大值时的升压区占空比：

例如：VIN 范围为 8V 至 25V 且 VOUT 被设定为 12V 的应用电路将具有：

参阅下图“最大电感电流检测电压” 曲线图，33% 占空比条件下的最大 RSENSE 电压 ≅107mV，即：VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) ≅107mV  (对于 VIN = 8V，VOUT = 12V）。

接着，必须确定升压区中的电感纹波电流。如果主电感 L 未知，则可通过将 ΔIL(MAX,BOOST) 选择为升压区中最大电感电流的 30% 至 50% 来估算最大纹波电流 ΔIL(MAX,BOOST)，公式如下：

式中：IOUT(MAX,BOOST) 是升压区中需要的最大输出负载电流%Ripple 为30%至 50%。

降压区：在降压区中，当在最小占空比条件下工作时，最大输出电流能力最低。这是因为斜率补偿斜坡会随着占空比的增加而提高最大 RSENSE 电压。针对降压操作的最小占空比可采用下式计算：

式中的 tON(M2,MIN) 为 260ns (典型值，见下图 “电特性”)

不过，在计算最大 RSENSE 电阻之前，必须确定电感纹波电流。如果主电感 L 未知，则可通过将 ΔIL(MIN,BUCK) 选择为降压区中最大电感电流的10% 来估算纹波电流ΔIL(MIN,BUCK)，公式如下：

式中：IOUT(MAX,BUCK) 是降压区中所需的最大输出负载电流。

然后，分别估计升压区和降压区中的最大和最小电感电流纹波

现在，计算升压区和降压区中的最大 RSENSE 阻值：

如需增加 30% 的额外裕度，则选择 RSENSE = 11.4mΩ/ 1.3 = 8.7mΩ

VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) 是最大占空比条件下升压区中的最大电流检测电压 (见 “RSENSE 的选择和最大电流” 部分）即：VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) ≅107mV

选择的 RSENSE 电阻必须小于降压和升压中的最大 RSENSE 阻值。

电感的选择

由于 RSENSE 已知，现在我们可以用下式来确定可在升压区中提供足够负载电流的最小电感值：

为避免在电感电流中出现次谐波振荡，应根据下式来选择最小电感：

电感必须高于上面计算的所有最小值，我们将选择一个10μH 的标准值电感以改善裕度。

电感最大电流额定值

最大电流额定值计算，电感电流额定值必须大于其峰值工作电流，以防止电感饱和导致效率下降。

升压区中的峰值电感电流为：

式中的 DC(MAX,M3,BOOST) 是 M3 开关的最大占空比百分数。

当工作于降压区时的峰值电感电流为：

式中的 DC(MAX,M2,BUCK) 是 M2 开关在降压区中的最大占空比百分数，其由下式给出：

电感电流额定值必须大于以下升压和降压模式下的峰值工作电流

MOSFET的选择和效率考虑

LT8705 需要 4 个外部N沟道功率 MOSFET，两个用于顶端开关（开关M1和M4），另两个用于底端开关（开关 M2 和 M3）。功率 MOSFET 的重要参数是击穿电压 VBR , DSS、门限电压 VGS , TH、导通电阻RDS(ON)、反向传输电容 CRSS (栅极至漏极电容) 和最大电流 IDS(MAX)。栅极驱动电压由 6.35V GATEVCC 电源设定。因此，在 LT8705 应用中必须采用逻辑电平门限MOSFET。

在选择功率 MOSFET 时考虑功率耗散是非常重要的。为了提高效率，需要选用功耗低的 MOSFET，必须限制功耗以避免器件因过热而损坏。

对于大多数降压-升压型应用，M1 和 M3 功耗最高，而 M2 功耗最低，除非输出变至短路状态。在有些场合中，可采用两个或更多的 MOSFET 并联来减少每个器件中的功耗，当功耗以 MOSFET 导通时的I2R损耗为主时，这是最有帮助的。并联连接多个MOSEFT产生的附加电容有时会减缓开关边缘速率，因而造成总开关功率损耗的增加.

MOSFET 的选择

MOSFET 的选择基于额定电压、CRSS和 RDS(ON) 值。应确保器件的规格是针对可用栅极电压幅度下的工作而拟定的，这一点很重要。在该场合中电压幅度为 6.35V，可使用具有规格在 VGS = 4.5V 的 RDS(ON) 数值的 MOSFET选择 M1 和 M2：当最大输入电压为 25V 时，应采用额定电压至少为 30V 的 MOSFET。由于我们尚不知晓实际热阻(电路板设计和气流有重大的影响)，因此我们假设从结点至环境的 MOSFET 热阻为 50°C/W。如果我们针对最大结温 TJ(MAX) = 125°C 进行设计，则可计算最大可容许功率耗散。首先，计算最大功率耗散：

由于升压区中的最大 I2R 功率耗散出现在 VIN 最小之时，因此我们可以采用下式来确定升压区的最大可容许 RDS(ON)：

Onsemi FDMS7672 可满足该规格，其在 VGS = 4.5V 的条件下具有约 6.9mΩ 的最大 RDS(ON) (在 125°C 时约为10mΩ)。检查最大 VIN 和最小 VOUT 条件下降压区中的功率耗散：

可通过选择一个较低的开关频率来降低 0.88W 的最大开关功耗。由于该计算是近似的，因此应在 PCB 上测量实际的上升和下降时间以获得更好的功耗估计。当电路工作于降压区时，M2 中的最大功率耗散出现在最大输入电压下。若采用 6.9mΩ  FDMS7672，则功率耗散为：

选择 M3 和 M4：当输出电压为12V，我们需要具有 20V 或更高额定电压的 MOSFET。当输入电压最小和输出电流最高且工作在升压模式时，开关的功耗最大。对于开关 M3，功率耗散为：

如 “功率 MOSFET 的选择和效率考虑” 部分所述。开关 M4 中的最大功率耗散为：

Onsemi FDMS7672 也可用于 M3 和 M4。假设上升和下降时间为 20ns，则 8V 最小输入电压下的功率损耗计算值为 0.82W (对于 M3) 和 0.39W (对于 M4)。

输出电压设置

LT8705的输出电压利用一个谨慎地布设在输出电容两端的外部反馈阻性分压器来设定。由误差放大器 EA4 将产生的反馈信号 ( FBOUT ) 与内部高精度电压基准 (典型值1.207V) 进行比较。输出电压由下式给出：

输出电压：输出电压为 12V。将RFBOUT2 选择为 20k。RFBOUT1 为：

输入电压调节或欠压闭锁

 通过在 VIN、FBIN 和 GND 之间连接分压电阻，FBIN 引脚可提供一种用于调节输入电压或创建欠压闭锁功能的方法。请参阅 “方框图” 中的误差放大器 A3，当 FBIN 低于1.205V 基准时，VC 会拉低。例如，倘若 VIN 由一个阻抗相对较高的电源 (即：太阳能板) 提供，且吸收电流把 VIN拉至一个预设限值以下，则 VC 将被降低，从而减小从输入电源吸收的电流并限制电压降。请注意，在强制连续模式中（MODE 引脚为低电平）使用该功能会导致从输出吸收电流并迫使其进入输入端。如果不需要这种运行方式，则使用不连续或突发模式操作。如需设定最小输入电压或输入电压稳压值，可采用下式：

总结

根据以上计算方法得出了电感、MOSFET的设计与选型，参照规格书基准电压把电压电流检流反馈电阻设计好，至此整个电路主框架也就设计完了。

便携式储能市场规模呈现高速增长态势，越来越需要宽输入电压范围大功率升降压解决方案。可以看到，ADI LT8705 作为一款 80V 同步四开关降压-升压控制器， 能够使用比较精简的元器件完成高功率太阳能电池板转换器的设计。