反激式LED驱动中的功率因数校正原理
作为一种固态光源，发光二级管(LED)具备使用寿命长、功效出色以及环保特性，因此得到了广泛应用。目前，LED正在取代现有的照明光源，如白炽灯、荧光灯和HID灯等。若要点亮LED，需要用恒定电流进行操作，而且必须具有高功率因数。除了适用于固态照明的最新EnergyStar®指令要求功率超过3 W的照明光源具有大于0.9的功率因数，镇流器输入线路电流谐波还需要满足IEC61000-3-2 C类规范的要求。
为了达到这些LED照明应用要求，通常会在低功率(<25 W) LED照明应用中使用一个集成PFC的单级反激式转换器。此外，在各种反激式拓扑电路中，初级端调节(PSR)反激式电路是最为经济高效的解决方案。通过使用具有初级端调节（PSR）的单级拓扑，LED照明电路板无需输入电解电容和反馈电路，可用极少的外部元件来完成，从而将成本降至最低。图1所示为单级PSR反激式LED驱动器电路。
图 1： 具有高功率因数的单级PSR反激式LED驱动器
对于初级端调节，通常优先使用非连续导通工作模式(DCM)，因为它能提供极为精确的输出调节[1]。为了实现高功率因数和低总谐波失真(THD)，通常会在开关频率固定的DCM反激式转换器中采用恒定导通时间控制。图2所示为初级端开关电流、次级端二极管电流和MOSFET开关栅极信号的典型理论波形。
图 2： DCM反激式PFC转换器的时序和输入电流
在导通时间恒定的条件下，平均输入电流如下式所示：
此处，D为转换器的开关占空比，为反激变压器的初级绕组电感。上式表明输入电流波形始终跟随输入电压。因此，转换器实现单位功率因数。
然后，可通过下式计算RMS输入电流：
为输入交流电压达到最大值时MOSFET的关断瞬态电感电流。
为了保持DCM工作模式，最大占空比D必须满足[1]：
为次级二极管导通时变压器初级端的反射电压。
为了确保反激式转换器在DCM模式下以单位功率因数工作并具备低THD性能，通常使用匝数比相对较小的变压器。这类反激式变压器会导致较小的开关占空比，使流过MOSFET开关和变压器的峰值以及RMS电流变大，从而造成更多功耗损失。由于峰值开关电流较高，因此需要用到相对较大的EMI滤波器。
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