开关功率晶体管的选择和正确操作
Si MOSFET 正常工作的驱动电路。
关于制造商的应用说明和电路图的一般性说明：除少数例外，这些都不适合任何系列生产。
基本上，驱动电路必须对栅极输入电容进行充电和放电，但这不是恒定的。
当晶体管从 OFF 切换到 ON 或从 ON 切换到 OFF 时，晶体管将跨越其线性区域。由于 MOSFET 和 JFET 的跨导非常高，漏极和栅极之间的电容将成倍增加。因此，驱动器在跨越线性区域时将承受严重负载，这会导致栅极电压保持在稳定状态。因此，除非驱动器可以提供几安培的电流，否则开关速度将大大减慢。如此强大的输出级需要大型、昂贵的芯片，尤其是 CMOS 芯片。
任何开关速度的比较都是没有意义的，除非同时考虑驱动器。通常需要与栅极串联一个电阻，这决定了导通速度。它必须与一个快速二极管并联，1 N 4150（不是 4148）足以满足大多数中型 MOSFET 的要求。需要这个二极管有两个原因：它可以防止在关断期间电阻上积累过高的电压，并且可以加快关断速度。足够强大的驱动器可以提供几安培的电流和低值栅极电阻，从而限度地缩短开关时间。
如上所述，短开关时间不仅是一个优势：它们可以减少开关损耗，而且会产生更强的 EMI，变压器等中的隔离材料会承受更高的介电应力。这并不总是会导致立即失效，但所有隔离材料的寿命都有限，这取决于工作温度和介电应力，介电应力由工作频率和 dv/dt 决定。在 100 kHz 时，标准聚酯箔所需的电压仅为 50 Hz 时所需电压的 1/10。在赞扬快速开关时，很少提到这一点。例如，请参见三层绝缘电线的寿命曲线。
5.1 常规驱动程序
理想的输出级是低阻抗 CMOS 驱动器，它还将栅极钳位在接地和 Vcc 上。由于驱动器的其他电路大多是双极的，因此需要 BICMOS 芯片。因此，大多数驱动器都是低成本的双极型，并具有准互补 NPN 输出级，其缺点是既不能拉到接地也不能拉到 Vcc，??拉到 + 1 V 和 Vcc - 1 V。Si 功率 MOSFET 的阈值通常为 2 V，有些甚至低至 1 V，因此必须从栅极到接地连接一个电阻。在开启时，只要上电平 > 10 V，就不太重要。超过 12 V 是不必要的，只会注入多余的栅极电荷，这些电荷在关闭时会被去除。
如果接地阻抗和电源阻抗过高，漏电流很容易使 MOSFET 导通，需要考虑工作 Tj 时的漏电流。实际上，该电阻应小于 100 K，更接近 10 K。另一个经常被忽视的原因是：所有驱动器 IC 都需要一个 Vcc 才能工作，低于此电压时，栅极输出保持高阻抗，因此栅极开路！忽略漏电流可能导致寄生导通，从而导致损耗增加，甚至因热失控而损坏。
如果驱动器的输出级太弱，则可以使用互补射极跟随器，通常 BC 330-40/BC 327-40 就足够了。
5.2 米勒效应和共源共栅
两者均源自模拟高频放大器电路，并且已为人所知数十年；脉冲电路只是过载放大器。
图 5.1 显示了任意形状的放大器，其增益为 v，输出 A 和输入 E 之间的电容为 CAE。放大器是否仅由一个晶体管组成，或者是否有任意数量的级，都无关紧要。此外，它是否是反相的，也无关紧要。在任何情况下，输出和输入之间的电容都会看到差分电压 v In - v out。这与存在有效输入电容 C equ.（“米勒电容”）具有相同的效果。请注意，这种影响仅在放大器通电时才会出现；然后可以用电容表测量。放大器必须处于其线性范围内，当放大器过驱动时，由于增益变为零，这种影响会消失。
Cequiv = C 输出至输入 (1 - v)。
图 5.1：米勒效应是如何产生的。
增益 v 必须带有符号。
请注意，C equiv可能高于或低于实际的 C 输出到输入，具体取决于 v 的符号！一个重要的实际情况是理想 v = + 1 的发射极或源极跟随器；此时 C equiv = 0，C 输出到输入的两端看到相同的信号，因此没有信号电流，C 的值可以是任意的。另一种表达方式是说这个电容的两端都是自举的
任何脉冲电路都会受到米勒效应的影响，因为开关器件必须从开到关，反之亦然，穿过其线性区域。MOSFET 具有非常高的跨导，因此米勒效应会很明显。在晶体管进入其线性范围的那一刻，驱动器将加载相当高的电容，因此输入波形将呈现稳定状态，直到晶体管离开其线性范围。为了实现更快的切换，需要高驱动电流，这需要昂贵的驱动器。在宽带放大器电路中，米勒效应可以得到补偿，但在脉冲电路中则不可能。可能的是尽量减少外部输出到输入电容，由于晶体管外壳很小，输入和输出之间的有效屏蔽几乎不可能，而共源共栅解决了这个问题。除非还考虑驱动电路，否则不同晶体管之间的切换时间比较毫无意义！请注意，不可能将过多的输入电流馈入开关晶体管，因为这些电流必须由晶体管的输出吸收或产生。
共源共栅电路是高频电子管放大器中常见的理想开关。其名称由“五极管”和“级联”组合而成。它由两个串联的放大器组成，如图 5.2 所示。共源共栅电路数量众多，电子管、双极管、MOSFET 和 JFET 的任意组合都是可行的。包括所谓的折叠共源共栅电路；它们由极性相反的晶体管组成，因此输入和输出可以处于任意电位，而且两个晶体管都可以以不同的电流工作。放大器 IC 内部的共源共栅电路是标准的。
图 5.2：共源共栅的众多实现之一，这里是标准 n 通道低压 MOSFET 和 JFET（特别是 GaN 或 SiC JFET）的良好组合。这种组合不需要辅助栅极电压。MOSFET 的本征二极管用于桥式电路，其中电流也必须反向流动。JFET 可双向传递电流。市场上的大多数 GaN 和 SiC JFET 都以共源共栅形式出现。
标准级联电路由一个 LV N 沟道 MOSFET 和另一个 MOSFET 组成，前者源极接地，后者栅极接地（交流）。前者馈入后者的源极；因此，它是接地源极级和接地栅极级的组合。
理想情况下，晶体管具有无限的输入和输出阻抗，即其漏极输出是电流发生器。理想情况下，晶体管具有无限的跨导，这意味着其源极输入阻抗为零，即源极输入是虚拟交流接地，即电流接收器。从下部晶体管漏极流出的交流电流进入源极并从上部晶体管漏极流出。这会产生一系列后果：
1. 除了图 5.2 所示的共源共栅类型外，共源共栅需要为上晶体管提供辅助栅极电压，通常为 +12 V。如果下晶体管导通，它会自动在上晶体管的栅极和源极之间施加 12 V 电压。请注意，JFET 在栅极电压为零时完全导通。如果驱动下晶体管的输入 = 栅极，则上晶体管 (JFET) 的源极将被拉至零，因此栅极和源极之间的电压变为零。上晶体管的栅极 - 源极电容由下晶体管极低 (毫欧) 的 Rdson 放电。如果下晶体管关闭，上晶体管的交流源电流会快速对节点下漏极-上源极处的电容充电，直到此节点处的电压达到上晶体管的夹断电压，从而将其关闭。电压摆幅仅在零和 V夹断之间，即 < 20 V，因此小型 LV MOSFET 就足够了。实际上，此节点需要齐纳二极管来限制切换期间的电压。将单个 Coolmos 转换为共源共栅的额外成本很小。
2. 由于源极（作为输入）的阻抗为零，因此下级漏极没有交流电压，因此不存在米勒效应。共源共栅的输入电容尽可能低，仅由栅极-漏极和栅极-源极电容之和组成。共源共栅是容易驱动的开关。这也是它如此之快的原因之一。
3. 下晶体管的漏极和上晶体管的源极之间的连接并不重要，因为没有交流电压，信号是纯电流，接地电容没有交流电压，不会影响开关。因此，两个晶体管可以分开设置，这样就可以化输出到输入的关键电容，以避免“米勒效应”。这将是有害的，因为级联的增益是中可实现的增益，它只是下晶体管的跨导乘以级联的负载阻抗的乘积。上晶体管在其源极中看到下晶体管的输出阻抗；这是无限的，因为它是一个 lv mosfet。因此，即使上晶体管是具有相当低输出阻抗的 JFET，其漏极 = 级联输出处的输出阻抗实际上是无限的。因此，非常高的负载阻抗（在放大器中）和几千的增益是可能的。然而，互连的电感是至关重要的。级联的电路板布局是一个挑战。这是一个 GHz 电路，对应 ns 开关。即使是 360 V 等离线电压也可以在不到 5 ns 的时间内切换。
4. 必须认识到，（交流）接地栅极上级不放大，而只是将下级晶体管的交流漏极电流传递到其漏极 = 输出。上级晶体管几乎可以是任何晶体管：高 fT 双极晶体管、标准 MOSFET、Coolmos、a-Si、GaN、SiC JFET、GaN 或SiC增强型 MOSFET，这都无关紧要！了解这一点非常重要，因为提供级联的 GaN 和 SiC 制造商试图说服客户，GaN 或 SiC 可实现快速切换。事实上，如果使用 Si Coolmos 代替 GaN 或 SiC，则切换速度相同，因为这完全是下级标准 Si MOSFET 的优点。很难理解为什么没有一家 Coolmos（超结）制造商将级联推向市场。GaN 或 SiC 级联在切换级中没有任何优势，只有一个例外：桥式电路，其中下级 MOSFET 的本征二极管反向传递电流。GaN 和 SiC 均无雪崩额定值。GaN 或 SiC 的较低电容几乎不引人注意，因为节点上始终至少有 3 个元件。在 PFC 的简单情况下，开关的贡献远低于扼流圈或 SiC 二极管的贡献。
5.3 附加提示
1. 集成电路对输入到其输出端的电流的敏感性差异很大；如果一个制造商生产的集成电路可以正常工作，那么另一个制造商生产的同类型集成电路就会被损坏。
2. 电感元件上随处可见的廉价聚酯绝缘材料对于离线 SMPS 来说并不安全；超过 130 C 时，聚酯绝缘材料就会分解。耐压会随着频率的增加而急剧下降；在 100 KHz 时，聚酯绝缘材料只能承受 50 Hz 时电压的 10%！温度升高也会降低耐压和材料寿命。三层绝缘材料（如 TexE）由聚酯和尼龙层组成。如果这样的变压器燃烧，初级和次级之间就会接触。Kapton 更贵，但它能承受 400 C 的高温，在 800 C 时分解，它也是仅次于 Teflon 的电介质。因此，离线变压器的初级和次级之间应使用两层绝缘材料。
3. 由于 Si 功率 MOSFET 具有防雪崩功能，因此通常不需要在漏极中安装保护元件，但是，如上所述，不建议使用连续雪崩，因为这会产生额外的损耗和 EMI。反激电路中的应力。对于离线 SMPS，不需要 800 V MOSFET，650 V Coolmos 即可。应始终提供由快速高压二极管（例如 BYV 26 E）和电阻器与 PP 或陶瓷 HV 电容器的并联组合组成的阻尼电路。可能需要与初级和次级绕组并联额外的 RC；电容器必须是 NPO，电阻器是非电感的。为了将损耗保持在较低水平，电容器应尽可能小，通常小于 100 p。
4. 仅使用约 2 p 的 100:1 探头并观察地面返回：使用泰克探头插座。
5. 晶体管和冷却表面之间的绝缘材料至关重要，但经常被低估。高 dv/dt 会通过绝缘层产生大量介电电流，这不仅会造成损耗，还会产生强烈的 EMI。陶瓷材料是的，但价格昂贵且难以安装。的折衷方案是填充陶瓷粉末的 0.4 毫米硅橡胶（例如 Kerafol，86400）。较薄的材料很可能被晶体管的不平坦表面和锋利边缘损坏。请注意，芯片和冷却表面之间的 Rth 会增加，但很少指定。通过在与晶体管相同的外壳中安装电阻器（例如 TO-220）并使用相同的材??料来测量它。
6. 即使晶体管主体和冷却表面之间没有电位差，也不要指望两者是平坦的；多只能是线或点接触，因此传热效果不佳。油脂在生产环境中已经过时且非常不受欢迎。业界已经开发出在室温下干燥的界面材料。当晶体管次升温时，油脂会渗出并填补缝隙，以实现传热效果。
7. 如果要求 EMI 特别低，例如在医疗设备中，并且不需要厚陶瓷绝缘体，则可以使用堆叠绝缘体，即首先使用绝缘体，然后使用铜箔，然后使用第二个绝缘体。铜箔与开关晶体管连接到同一接地。这里要小心 Kapton，因为它的传热性很差！
8. 用螺钉甚至铆钉固定晶体管是不可行的，可行的方法是使用弹簧夹压住塑料外壳。这是能长期保持足够压力的方法。
9. 有源开关晶体管带电漏极的温度测量会干扰大多数仪器，探头的高容量也会干扰操作。因此，应在关闭后直接进行测量。
10. 功耗只能近似计算，开机和关机比较复杂。方法：关机后直接测量外壳温度。然后安装一个 TO-220 功率电阻器代替具有相同绝缘的晶体管。使用电源，将电阻器加热到与晶体管相同的温度；所需的功率与晶体管的功耗相同。
12. 反向二极管实际上是寄生 NPN 的集电极-基极二极管，速度非常慢；有些 MOSFET 的速度更快。在开关过程中打开这些二极管时必须小心，否则可能会造成损坏。
6.Si IGBT。
成功的商业发明之一是 IGBT（绝缘栅双极晶体管）。它无处不在。
IGBT为 MOSFET 中损耗随电流平方增加的问题提供了根本解决方案。它是一种由 MOSFET 驱动的双极晶体管；因此，它可以简单地调动更多的电荷载体，即电子和空穴。它两端的电压仅随电流增加很小。这一特性和低成本解释了 IGBT 巨大的经济重要性：运输行业中几乎所有的驱动电子设备都依赖于 IGBT。
Hvbipolar 的电流增益非常低，这个问题可以通过 MOSFET 输入得到解决。然而，在关断期间，双极晶体管的基极处于开路状态，这对每个经验丰富的设计工程师来说都是一件可怕的事情。关断速度很慢，因此 IGBT 在关断期间会遭受高损耗。这就是为什么它仅限于低频操作，并且牵引车辆会产生令人讨厌的可听噪音。同时，市场上有大约 7 代 IGBT 也允许超音速操作。直到近，SiC 晶体管才开始取代 IGBT，因为它们的工作频率更高、Rdson 低，而且工作 TJ 也更高。它们的缺点是成本较高。
图 6.1 显示了 MOSFET 和 IGBT 之间的差异。背面 p 层（pnp 集电极，在 IGBT 中称为“发射极”）注入额外的电荷载流子。这些电荷载流子与通道中的电子保持平衡，因此产生的电荷载流子的浓度比掺杂产生的要大得多，因此漂移区的电导率增加了。但在关断期间，必须将这些额外的电荷载流子从漂移区中移除，从而导致电流的长“尾”。工作频率主要保持在 kHz 范围内。
饱和电压 Vsat 不能明显降低，当 SiC MOSFET 的 Rdson 达到毫欧姆级时，损耗也会降低。IGBT 的主要优势是成本低，因为它仍然是双极晶体管。请注意，与标准 MOSFET 的主要区别在于额外的底部 p 层。
IGBT 有两种类型：PT = 穿通型和 NPT = 非穿通型。两者的区别在于电场的形式。NPT 型电场不会到达背面发射极，晶圆价格低廉，只需进行掺杂。
