基于 GaN 的高效率 1．6kW CrM 图腾柱PFC参考设计 TIDA－00961 FAQ
作者：Aki Li, Rayna Wang
高频临界模式 (CrM) 图腾柱功率因数校正 (PFC) 是一种使用 GaN 设计高密度功率解决方案的简便方法。TIDA-00961 参考设计使用 TI 的 600V GaN 功率级 LMG3410 和 TI 的 Piccolo™
高频临界模式 (CrM) 图腾柱功率因数校正 (PFC) 是一种使用 GaN 设计高密度功率解决方案的简便方法。TIDA-00961 参考设计使用 TI 的 600V GaN 功率级 LMG3410 和 TI 的 Piccolo™ F280049 控制器。功率级尺寸 65 x 40 x 40mm，功率密度大于 250W/inch3；在 230V 交流输入和满载情况下效率可达 98.7%；功率因数>0.99，输入电流THD小。此设计适用于多种空间有限的应用，如服务器、电信和工业电源等应用。同时硬件设计符合传导发射、浪涌和 EFT 要求，可帮助工程师实现 80+ Titanium 规格。
TIDA-00961为工业界提供了一套前沿的解决方案，本 FAQ 旨在解决大量工程师在学习本参考设计过程中遇到的常见问题。
1. TIDA-00961的控制程序获取途径？
TIDA-00961所有的资料（包括原理图和程序）已开放，可在DigitalPower SDK中获取，程序文件位置:
C:tic2000C2000Ware_DigitalPower_SDK_1_01_00_00solutionstida_00961f28004xpfc2philtrmttpl
DigitalPower SDK可通过官网下载安装，其中还包含所有芯片的参考例程、最新的参考设计源代码、powerSUITE设计工具等。(下载链接)
2. 参考方案的设计功率为1.6kW, 如果想应用于更高的功率场合，有什么建议？
TIDA-00961满载设计功率为1.6kW(high line 230V)、1.2kW( low line 110V)，主要是考虑到GaN 半桥功率板的设计功率，同时由于CrM控制模式下峰值电流为平均电流的两倍，因此建议在CrM模式下，一个GaN 半桥功率板对应的设计功率为1kW，所以，本参考设计实际可工作在2kW的满载功率(已通过实际测试)。若想将本方案应用在更高功率的场合，例如3kW，可参考以下3种实现方式：
1)采用多管并联方式，例如通过双管并联将功率回路上的GaN引入的导通损耗降为原来的一半，从而可在不变拓扑和控制方式基础上提高功率；
2)增加交错并联的相数，例如，升级原两相交错拓扑为三相交错并联拓扑，同时在控制上，将其他两相的移相角度由1800改为1200和2400。
3)目前方案采用的GaN是LMG3410(Rdson=70mΩ)，下一代GaN Polaris 即将推出（预计2019年上半年，目前可联系TI 销售团队进行样片申请），其拥有更低的导通电阻（Rdson=50mΩ），单管能承担更大的功率，且与LMG3410管脚兼容，硬件拓扑和软件控制皆无需变动。因此，直接采用Polaris是提高系统功率的最简便方式。
3. 同样使用 GaN实现高效率的PFC参考设计PMP20873是基于CCM模式的，方案采用CrM控制是出于什么考虑？
TI GaN LMG3410 避免了Si MOSFET的反向恢复问题，因而可用于实现图腾柱拓扑的CCM工作模式，可见参考设计PMP26873，但注意到该设计的开关频率为100kHz，如果想通过进一步提高开关频率来提升功率密度，CCM的工作模式将会遇到瓶颈。虽然GaN的开关损耗表现相比Si MOSFET 有优势，但具体来看（见图 1），在硬开关时其开通损耗比关断损耗高，一旦开关频率提高到几百或MHz，开关损耗的比重将大大提高。因此，通过采用CrM模式实现零电压开通（ZVS）为更高的开关频率和更高的功率密度提供了可能。
图 1 硬开关时GaN对应的开通损耗和关断损耗
4. 参考设计采用两相交错的拓扑的原因是什么？
1） 通过两相交错并联，系统的功率等级可以提升至原来的两倍
2） 相比于两相交错并联，同等功率的单相电路在CRM模式下，电流有效值大，由于开关周期内的峰值电流为平均电流的两倍，因此电流波动大，必然会增加线路和器件的导通损耗。通过交错并联使得各相输入电流或各相输出电流的纹波相互抵消，大大改善了THD表现，对输入差模滤波器以及输出电容的大小要求降低了，同时纹波的减小也使得输入滤波器以及输出电容上的损耗减小。
5. 如何理解Phase shedding？
Phase shedding用于提高系统效率，当负载变小时（小于设定的电流阈值），使能Phase shedding关闭第二相，从而提高系统在轻载时的效率。值得注意的是，需控制Phase shedding使能的时刻发生在电压过零点的瞬间，此时环路中的能量最小，从而避免由于Phase shedding导致的电流的过冲或振荡现场。
6. 在程序中，当负载变大要加入第二相时，为什么要有gv_out = gv_out*(0.6)的处理？
0.6的系数处理上为了防止潜在的电压过冲问题。在轻载情况下只有一相工作，此时若负载增大至超过设定的阈值时，此时需要立即使能第二相，若此时第二相采用的占空比与第一相的前一时刻占空比一致，相当于产生两倍于之前的能量输出，由于此时负载只是小幅增大，因此将导致很大的输出电压过冲。因此，理论上公式中的系数应采用0.5，但考虑到实际负载仍在变大，采用0.6的系数较为合适。
7. 参考设计的PWM 频率最高达1.2MHz，主要靠什么保证？
3） 宽禁带半导体器件GaN使得MHz的开关频率成为可能，TI的 LMG3410内置驱动，最大程度上减小了环路寄生电感的影响，在高频开关动作下依然能保持很低的损耗。
4） 在如此高频的开关下实现系统的精准高效控制，依赖于TI的新一代C2000 MCU TMS320F28004x的优异计算能力。100MHz的主频，除了浮点运算单元(FPU)，增加了三角函数运算单元(TMU)，通过硬件加速，大大加快了除法、正余弦和均方根等复杂运算的速度，从而保证了在高频中断内环路控制、ZVS控制等算法的实现。同时，F28004x的Type 4 ePWM可实现占空比、周期、死区时间的高精度控制，在高频开关下保持控制的精确性和准确度。
8. 高频工作下两相交错的控制如何保证一致而不出错？
本参考设计采用新一代的C2000 MCU TMS320F28004x，最新的Type 4 ePWM引入了一次加载和全局加载功能，保证了占空比、相位等寄存器基于同一设定事件同时更新，可避免潜在的在多相控制应用中的相位控制出错问题。
9. 开关频率达到MHz，在EMI上是否有挑战？
相比传统的CCM模式下PFC应用场合，本参考设计的开关频率最高达到MHz，同时采用两相交错并联控制，理论上能大大减小差模滤波器的体积，但也注意到CrM模式是变频控制，对滤波器设计的要求会相应提高；另一方面，GaN LMG3410可通过调整外部电阻大小灵活调整dv/dt，有助于改善EMI问题。目前，本参考设计的开发板正计划交付EMI测试，我们会把测试结果尽快更新出来。
10. 程序中的controlISR 中断频率为50kHz，包含了大量运算，该中断运行后剩余多少时间？
controlISR 中断主要用于电流环控制、锁相环的计算等，通过实际的测试获得该中断所需运行时间为12.4µs，CPU 带宽占用约为60%，见图 2。此外，控制程序还包含其他两个中断，分别是：频率为10kHz的tenKHzISR ， 用于电压环和phase shedding处理，所需运行时间为20.8 µs；频率为PWM 频率的1/3 的pwmISR，用于ZVS 调整和移相同步控制，所需运行时间为2.04 µs。由此可知，得益于F28004x优异的计算能力，该控制系统的CPU 带宽占用率比较低，仍能为额外的用户功能提供足够的裕度。
图 2 系统中断运行所需时间
11. 原理图中没有OCP等保护电路，该保护功能怎么实现？
1） 本方案无需外部OCP电路，通过采样输入电流，直接利用F28004x片上的窗口比较器（CMPSS）同时实现对输入电流的正负半周的OCP，不需经过CPU的判断处理，通过硬件实现约60ns的快速保护能力。
2） 此外，TI GaN LMG3410内部集成了OCP、OTP等保护功能，若功率回路出现过流，LMG3410能够立刻关断实现保护功能。
12. 原理图中PFC的boost电感为15uH，怎么避免在输入电压过零点时刻的电流尖峰？
方案中的boost电感较小，即使很小的电压也会引起快速的电流变化，尤其在电压过零点时，易出现电流尖峰现象。因此，本设计在输入电压过零点时瞬间，由于采用软启动控制，通过判断输入电压的大小，利用状态机控制GaN和MOSFET的开关时序，消除了过零点的电流尖峰，进一步提升电流的THD。关于软启动的具体原理可参考TIDM-1007参考设计说明中的 2.4.4节
13. 一个开关周期内的功率管开通和关断时间如何决定？
本系统的控制模式基于恒导通时间模式，控制系统由输出电压外环和输入电流内环构成，开通时间Ton主要取决于电压环，同时引入电流内环做微调优化输入电流的THD。关断时间Toff根据伏秒平衡原理求得。
14. 硬件电路中哪些是ZVS检测电路的有效部分？
答：我们在设计的过程中曾采用了多种实现ZVS的方式，目前有效的ZVS检测信号为ZVS1_2和ZVS2_2。其中用于产生ZCD_OUTPUT1/2、ZVS1/2和CROSSOVER信号的电路是冗余的，已经不再使用。
图 3 冗余电路
15. 参考设计中是如何实现ZVS的？
参考设计通过两种机制实现ZVS：调整开启主工作管前的死区时间和调整续流管的导通时间，具体如下：
1) 调整开启主工作管前的死区时间
通过电路分析可得，当续流管关闭，开启主工作管前，主工作管上的Vds电压满足：
其中,
当输入和输出电压满足Vin<0.5Vout时，在主开关管关断时，通过电感和开关管寄生电容的谐振，Vds可以到达0，从而可以自然实现零电压开通ZVS。当Vin>0.5Vout，Vds无法通过谐振到达0，若要实现全范围的ZVS，则需要加入额外的控制算法。具体思路为在电感电流下降到０之后，提供一段时间（死区时间）的负向电感电流Io，为谐振回路注入能量，使得Vds可以到达0。
在Vds降到0时，有
进一步求得死区时间，
另外，当Vin<0.5Vout时，对应的死区时间为
2) 调整续流管的导通时间toff_calc
通过外部ZVS检测电路，该电路用于检测Vds的斜率（dv/dt），产生ZVS1_2作为F28004x片上的窗口比较器（CMPSS）的输入信号。如果主工作管开启时刻产生较大的ZVS1_2，则通过CMPSS判断出此时ZVS没有实现（zvs_lost = 1），因而需在下一个开关周期增加续流管的导通时间toff_calc；若判断此时实现了ZVS，则在下一个开关周期减小续流管的导通时间，避免引入过多的负向电流影响系统效率，因此，这是一种动态调整机制。此外，在程序计算toff_calc时，对于Vin>0.5Vout工况，toff_calc在伏秒平衡计算结果基础上，也加入一段与输入电压大小正相关的延时时间，具体可见acSine_diff的计算。
16. 主工作管关断到续流管开通的死区时间是固定的么？
该死区时间对应开关管的寄生电容和boost电感的谐振时间，在传统的模拟控制中，一般采用固定的死区时间设置，而在一个输入电压AC周期内，该谐振时间是变化的，因此，过长或过短的死区时间都不利于提高效率，同时易导致开关动作时机不合适引起的振荡问题。本设计采用自适应死区控制，每个开关周期内都采用死区时间，从而进一步提高系统效率。
17. 系统能在全范围内实现ZVS吗？
答：目前更新的程序中，可实现全范围ZVS控制的工况为：Vin有效值小于 210V。当
Vin有效值大于 210V时，目前没有根据ZVS检测调整续流管的导通时间(ZVS extension)，当前代码用于V2版本硬件电路，未来会优化代码，使ZVS extension在V3版本电路上可工作于210V以上。
18. 怎么理解SPLL_1PH_SOGI_FLL_run(&spll3,ac_vol_sensed)，锁相环的用途是什么？
SPLL_1PH_SOGI_FLL_run作为C2000 官方库函数功能之一，可通过DigitalPower SDK进一步了解，具体用法和原理可参考文档《 Digital Power Library USER’S GUIDE》，文件位置C:tic2000C2000Ware_DigitalPower_SDK_1_01_00_00docs。
在本程序中，锁相环对输入电压进行频率和相位检测，目的在于：
1) 进行正负半周开状态切换的时刻判断；
2)在电压过零点时对开关信号进行软启动处理，使得过零点处的电流平缓过渡，避免电流毛刺的产生；
3)电压相位对应的正弦值用于计算电流环的电流给定值（ac_cur_ref_inst = ac_cur_ref*acSine ，ac_cur_ref为电压环的输出），用于电流环的准确跟踪；
19. 在程序中，控制电流环的语句gi_out=DCL_runPI_C1(&gi, SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst), ac_cur_sensed)，其中SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst)怎么理解？
本控制程序内集成了Software Frequency Response Analyzer (SFRA)功能，工程师可直接利用本程序启用SFRA功能在线获得系统的环路带宽等参数，无需增加任何硬件设备。一旦使能SFRA功能，SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst)代表的信号为在ac_cur_ref_inst基础上叠加特定频率的小信号干扰量。值得注意的是，SFRA功能是服务于项目开发阶段的工具，一旦系统参数调试完毕，可去掉相应的SFRA内嵌代码，释放其占用的带宽，具体可见SFRA的具体使用说明。
20. 为什么说明书给出的测试结果显示系统工作在Pout = 800W(Vin = 230V)附近时，THD值会跳变？
图 4 THD测试结果
由于该阶段会发生相切（phase shedding）到相加（2nd phase on）的变化，相加后每相所带的负载值变小为原单相运行时的一半。由于低负载时的THD要比高负载时差些，所以导致开启第二相时，THD的值会突然增加。
