注意！设计半桥 LLC 谐振转换器，你得注意这些
在众多谐振转换器中，LLC 谐振转换器有着高功率密度应用中最常用的拓扑结构。与其他谐振拓扑相比，这种拓扑具有许多优点：它能以相对较小的开关频率变化来调节整个负载变化的输出；它可以实现初级侧开关的零电压开关 (ZVS) 和次级侧整流器的零电流开关 (ZCS)；而且，谐振电感可以集成到变压器中。NCP4390 系列是一种先进的脉冲频率调制 (PFM) 控制器系列，适用于具有同步整流 (SR) 的 LLC 谐振转换器，可为隔离式 DC/DC 转换器提供出众的效率。与市场上的传统 PFM 控制器相比，NCP4390 具有几项独特的功能，可以最大限度地提高效率、可靠性和性能。
电荷−电流控制：LLC 谐振转换器通常采用电压模式控制，其中误差放大器输出电压直接控制着开关频率。然而，LLC 谐振转换器的补偿网络设计相对具有一定挑战性，这是因为采用电压模式控制的 LLC 谐振转换器有着非常复杂的特性：它有四个图腾柱，而图腾柱的位置会随着输入电压和负载条件而变化。NCP4390 采用了基于每个开关周期电荷数量的电流模式控制技术，该技术提供了更好的功率级“控制到输出”传递函数，简化了反馈环路设计，同时实现了真正的输入功率限制和内在的线路前馈。
双边沿跟踪同步整流 (SR) 控制：NCP4390 使用了一种双边沿跟踪方法，可以预测两个不同时间参考的 SR 电流过零瞬间。该技术不仅最大程度缩短了正常操作期间的死区时间，而且在任何瞬态和模式变化期间也提供了稳定的 SR 控制。
图 1：半桥 LLC 谐振转换器电路图
本文介绍了采用 NCP4390 的半桥 LLC 谐振转换器的设计注意事项。其中包括有关 LLC 谐振转换器工作原理的说明、变压器和谐振网络的设计，以及元件的选择。后续我们将通过分步设计程序配有设计示例来加以说明，帮助您完成 LLC 谐振转换器的设计。
LLC 谐振转换器与基波近似
图 2 显示了半桥 LLC 谐振转换器的简化电路图，其中 Lm 是充当并联电感的励磁电感，Lr 是串联谐振电感，而 Cr 是谐振电容。
图 3 说明了 LLC 谐振转换器的典型波形。我们假设工作频率与谐振频率相同，即由 Lr 和 Cr 之间的谐振确定。由于励磁电感相对较小，因此会存在较大的励磁电流 (Im)，该电流将在初级侧自由流动，不涉及功率传输。初级侧电流 (Ip) 是指初级侧的励磁电流与次级侧电流 (ID) 的总和。
一般来说，LLC 谐振拓扑是由图 2 所示的三个级组成的：方波发生器、
谐振网络以及整流器网络。
方波发生器通过交替驱动开关 Q1 和 Q2 而产生方波电压 Vd，且每个开关的占空比均为 50%。控制器则通常在连续转换之间引入短的死区时间。方波发生器可以是全桥式或半桥式。全桥方波发生器产生的方波振幅是半桥方波的两倍。
谐振网络由电容、泄漏电感和变压器的励磁电感组成。谐振网络将对高次谐波电流进行滤波。实际上，即使方波电压施加到谐振网络上，也只有正弦电流通过谐振网络。电流 (Ip ) 会滞后于施加到谐振网络上的电压（即，施加到半桥图腾柱上的方波电压 (Vd) 的基本分量），这样即允许 MOSFET 以零漏极-源极电压导通。如图 3 所示，由于电流流过反向并联二极管，因此 MOSFET 导通，而 MOSFET 两端的电压为零。
整流器网络通过整流二极管对交流电流进行整流，以产生直流电压。整流器网络可以是全波桥式整流，或者采用带电容输出滤波器的中心抽头配置。
图 2：半桥 LLC 谐振转换器电路图
图 3：半桥 LLC 谐振转换器典型波形
谐振网络的滤波作用允许使用基波近似来获得谐振转换器的电压增益，它假设只有输入到谐振网络的方波电压的基波分量才有助于传输功率。由于次级侧的整流电路充当阻抗变压器，因此等效负载电阻与实际负载电阻会有所不同。图 4 显示了如何推导该等效负载电阻。初级侧电路要替换为正弦电流源 Iac，而整流器的输入端则为方波电压 VRI。由于 |Iac| 的平均值是输出电流 Io，因此 Iac 的计算公式如下：
通过使用等效负载电阻，我们获得了如图 5 所示的交流等效电路，其中 VdF 和 VROF 分别是驱动电压 Vd 和反射输出电压 VRO (nVRI ) 的基本分量。
图 4：等效负载电阻 Rac 的推导
图 5：LLC 谐振转换器的交流等效电路
利用公式 (5) 中获得的等效负载电阻，我们可以从图 5 中推导出半桥 LLC 谐振转换器的特性。电压增益 M 由下式获得：
如公式 (6) 中所示，这里存在两个共振频率。一个由 Lr 和 Cr 确定，另一个则由 Lp 和 Cr 确定。
公式 (6) 显示了谐振频率 (ωo ) 下的单位增益，它与负载变化无关。
图 6：LLC 谐振转换器的典型增益曲线 (m = 3)
在 m=3、fo = 100 kHz 且 fp= 57 kHz 的情况下，针对不同的 Q 值，公式 (6) 的图形见图 6 所示。从图 6 中可以看到，当开关频率接近谐振频率 fo 时，LLC 谐振转换器显示出了几乎与负载无关的增益特性。这是 LLC 谐振转换器相对于传统串联谐振转换器 (SRC) 的一个明显优势。因此，在谐振频率附近操作转换器以最大程度减小开关频率变化便是很自然的。
LLC 谐振转换器的工作范围受到峰值增益（最大可达增益）的限制。峰值增益在图 6 中以“*”符号表示。请注意，峰值电压增益不会出现在 fo 或 fp 处。获得峰值增益对应的峰值增益频率位于 fp 和 fo之间。随着 Q 值的减小（当负载减小时），峰值增益频率将向 fp移动，从而获得更高的峰值增益。相应地，随着 Q 值的增大（当负载增大时），峰值增益频率向 fo移动，峰值增益也就随之降低；因此，对于谐振网络设计而言，满载条件应该是最坏的情况。
集成变压器注意事项
在实际设计中，通常使用集成变压器来实现磁性元件（串联电感和并联电感），其中漏感将用作串联电感，而励磁电感则用作并联电感。当以这种方式构建磁性元件时，图 5 中的等效电路将变为图 7 中的等效电路。漏感不仅存在于初级侧，也存在于次级侧。不考虑次级侧的漏感会导致设计错误。
在处理实际变压器时，最好使用具有 Lp 和 Lr的等效电路，因为用给定的变压器可以轻松测量这些值。在实际变压器中，我们可以在次级侧绕组分别开路和短路的情况下测量初级侧的 Lp 和 Lr。
图 7：改进等效电路以适应次级侧漏感
图 7 介绍了由次级侧漏感引起的虚拟增益。通过使用改进后的等效电路调整增益公式 (6)，可获得集成变压器的新增益公式：
当使用单个磁芯作为串联电感时，谐振频率下的增益 (ωo) 为单位增益，如公式 (7) 所示。然而，当使用集成变压器来实现磁性元件时，由于变压器次级侧漏感导致的虚拟增益，谐振频率下的增益 (ωo) 将高于单位增益。
图 8 给出了在 m=3、fo = 100 kHz 且 fp = 57 kHz 的情况下，不同 Qe值所对应的公式 (9) 的增益。同样，当开关频率接近谐振频率 fo 时，LLC 谐振转换器显示出了几乎与负载无关的增益特性。
图 8：使用集成变压器的情况下，LLC 谐振转换器的典型增益曲线 (m = 3)
最大可达增益
即使我们可以通过公式 (6) 或 (9) 在给定条件下获得峰值增益，也很难以显式形式表示峰值增益。为了简化分析和设计，我们会使用仿真工具收集峰值增益，并在图 9 和图 10 中进行了描绘。图 9 和图 10 分别显示了分离式和集成式谐振电感设计的不同 m 值所对应的峰值增益（最大可获得增益）如何随 Q 值而变化。看起来，我们可以通过减小 m 或 Q 值来获得更高的峰值增益。对于给定的谐振频率 (fo ) 和 Q 值，减小 m意味着减小励磁电感，从而导致循环电流增大。因此，在可用增益范围和导通损耗之间要进行折衷。请注意，由于虚拟增益 MV 的原因，图 10 中的集成式谐振电感设计要比图 9 中的分离式谐振电感设计具有更高的增益。
图 9：不同 m 值的峰值增益与 Q 值（分离式谐振电感）
图 10：不同 m 值的峰值增益与 Q 值（集成式谐振电感）
图 11：电容区和电感区的工作波形
在峰值增益频率以上，谐振网络的输入阻抗为感性阻抗，并且谐振网络的输出电流 (Ip ) 滞后于施加到谐振网络上的电压 (Vd)。这就允许 MOSFET 通过零电压开关 (ZVS) 导通，如图 11 所示。同时，谐振网络的输入阻抗变为电容阻抗，并且 Ip 导致 Vd低于峰值增益频率。在电容区工作时，MOSFET 体二极管在开关转换期间会产生反向恢复电流，这会导致严重的噪声。进入电容区引发的另一个问题是：由于增益的斜坡发生反转，导致输出电压失控。因此，最小开关频率最好是限制在峰值增益频率之上。此外，NCP4390 还通过检查 PROUT 下降时的 CS 信号来配置非 ZVS 保护，以防电容区长时间工作。
NCP4390 特性
NCP4390 采用基于电荷控制的电流模式控制技术，它简化了反馈环路设计，同时实现了真正的输入功率限制。闭环软启动机制可以防止误差放大器饱和，并允许输出电压单调升高，而无需理会负载条件的变化。此外，双边沿跟踪自适应 SR 控制可以最大程度缩短体二极管的导通时间，从而最大限度地提高了效率。表 1 显示了 NCP4390 的引脚描述。图 12 显示了使用 NCP4390 的 LLC 谐振转换器的典型应用原理图。
表 1：NCP4390 的引脚描述
图 12：半桥 LLC 谐振转换器电路图
