电源提示：计算负载瞬态的电容

选择降压转换器中的输出电容通常基于所需的输出纹波电压水平。在许多情况下，计算出的电容可能相当小，只允许使用单个陶瓷电容器。此外，由于陶瓷电容器具有非常低的等效串联电阻 (ESR)，因此它们对输出纹波的贡献将很小。这很好，因为它可以降低成本，所以电容越小越好。

但是，如果在推进我们的设计之后，我们在测试期间发现负载瞬变导致输出电压下降到无法接受的低水平怎么办?在这种情况下，唯一的解决方案是为输出加载更多电容，从而强制采用新的印刷电路板 (PCB) 布局。

我有一个简单的计算可以防止这种灾难。

图 1：具有陶瓷输出电容器的TPS54620同步降压转换器

TPS54620采用热增强型3.50 mm x 3.50 mm QFN封装，是一款功能齐全的17-V、6-a同步降压转换器，通过高效率和集成高端和低端MOSFET，对小型设计进行了优化。通过电流模式控制(减少元件数量)和选择高开关频率(减少电感器的占地面积)，进一步节省空间。

输出电压启动斜坡由SS/TR引脚控制，该引脚允许作为独立电源或在跟踪情况下运行。通过正确配置启用和开漏电源良好引脚，也可以进行电源排序。高侧FET上的逐周期电流限制可在过载情况下保护器件，并通过低侧源电流限制得到增强，从而防止电流失控。还有一个低侧下沉电流限制，关闭低侧MOSFET以防止反向电流过大。当模具温度超过热关机温度时，热关机禁用零件。

图 1 详细介绍了具有显着更多输出电容的更新设计。为了真正了解负载瞬态性能的情况，我创建了图 2 所示的仿真模型。我使用该模型绘制了开环和闭环输出阻抗和环路增益(或转换器的带宽)。开环输出阻抗只是在禁用反馈的情况下查看转换器输出的阻抗。由于该设计使用电流模式控制，因此电感器充当恒流源，不会出现在阻抗图中。但是，如果此设计使用电压模式控制，则开环输出阻抗图将在 LC 谐振频率处出现峰值。

电感的影响不容忽视。较小的电感值允许转换器在瞬态期间更快地增加其输出电流，并且其大小不应过大以至于低于带宽。图 2 中的开环输出阻抗图被建模为单个 58µF 输出电容器与小 ESR 和引线电感串联。两个 47µF 6.3V 电容和 3.3VDC 偏置的有效输出电容为 58µF。该图看起来具有 -1 斜率的电容性，直到它在 500KHz 以上变为电感性。

图 2：显示闭环输出阻抗的TPS54260仿真模型

闭环输出阻抗是开环阻抗除以一加环路增益。转换器的带宽是环路增益等于 1 的地方。高于此频率，反馈对输出阻抗几乎没有好处，因为开环和闭环图会收敛。在转换器带宽以下，反馈环路中的大增益会降低有效输出阻抗。闭环阻抗的峰值与环路带宽密切相关。这一点很重要，因为负载瞬态导致的输出电压变化等于该阻抗乘以负载阶跃。由于该阻抗与转换器带宽处的输出电容器阻抗的幅度几乎相同，因此我们可以使用它来近似负载阶跃响应。

图 3：仿真表明闭环输出阻抗在环路带宽频率附近达到最大值


图 4：1.75A 负载瞬态的电路测试导致 115mV 的输出电压变化

电容器的阻抗为 Z = 1 / (2π × f × C)，因此如果将其设置为等于 ΔVout/ΔItran，则可以得到公式 1 所示的负载阶跃近似值：

 (1)

图 4 显示了 1.75A 负载阶跃和相应 115mV 输出电压下降的实验室测试。公式 1 使用测得的 38KHz 带宽，估计为 126mV。

公式 1 可以提供负载电流瞬态所需的陶瓷输出电容的合理估计值。在许多情况下，这个计算出的电容值可能明显大于低稳态纹波电压所需的电容值。我们只需要很好地估计转换器的带宽。请记住，具有高 ESR 的电容器(或使用混合电容器类型)可能会增加预期电压，因此可能需要格外小心(或模拟)。