以Analog Devices为例实现稳定准确的SAR ADC转换方案
许多数据采集、工业控制和仪表应用都需要超高速模数转换器 （ADC），而逐次逼近寄存器 （SAR）转换器则能完全满足这一要求。然而，我们必须确保 SAR 转换器周围的外部电路也能胜任这一任务，才能确保成功的转换结果。对于 SAR 转换器来说，需要特别注意的关键端子是其模拟信号输入端——如果不加以重视，这些输入引脚会产生稳定性问题和电容电荷“反冲”，从而导致转换不准确并延长信号采集时间。
在 SAR 转换器应用中，精确控制输入信号的解决方案在于运算放大器（运放）的驱动。如搭配适当的输出电阻和电容值，这些器件就是高分辨率、16 位和 20 位 SAR 转换器系统的高精度稳健解决方案的基础。
本文将简要讨论实现稳定准确的 SAR ADC 转换的相关问题。然后，介绍一款合适的运放来驱动 SAR ADC，并说明如何实现必要的输入驱动电路。我们将以 Analog Devices 的解决方案为例进行说明。
SAR ADC 输入电路
SAR ADC 驱动电路具有将 ADC 与其信号源隔离的运算放大器（A1 和 A2）（图 1）。在该电路中，Rext 通过“隔离”放大器的输出级与 ADC 容性负载（CIN+ 和 CIN-）和 Cext 隔离来保持稳定。Cext 和 CREF 为 ADC 提供了一个近乎完美的输入源，可以吸收来自 IN+、IN- 和 REF 输入端子的开关电荷注入。输入端子 （IN+， IN-） 在转换器的采集期间跟踪输入信号 （VSIG+， VSIG-） 的电压，为 ADC 输入采样电容 CIN+ 和 CIN- 充电。
以 Analog Device 的 AD7915 （16 位）和 AD4021（20 位）SAR ADC 为例观察 ADC 内部，可以看到该器件使用了电荷再分配数模转换器 （DAC）。容性 DAC 有两个相同的二元加权电容阵列。这两个电容阵列连接非反相和反相比较器输入端（图 2）。
在采集阶段，输入端（IN+ 和 IN-）切换到电容阵列。此外，SW+ 和 SW- 闭合，将最小有效位 （LSB） 电容与地 （GND） 相连。在这种状态下，电容阵列成为采样电容，采集 IN+ 和 IN- 模拟信号。采集阶段结束后，控制逻辑（右侧）的 CNV 输入变为高电平，启动转换阶段。
转换阶段开始时，先断开 SW+ 和 SW-，将两个电容阵列切换到 GND。在这种配置下，捕获的 IN+ 和 IN- 差分电压会导致比较器变得不平衡。电荷再分配 DAC 在 GND 和 REF 之间有条不紊地将电容器阵列的每个元件从最重要的位 （MSB）切换到 LSB。比较器输入按二元加权电压步长来变化 （VREF/2N-1， VREF/2N-2.。.VREF/4， VREF/2）。控制逻辑将开关从 MSB 切换为 LSB，使得比较器回到平衡状态。这个过程结束后，ADC 返回采集阶段，控制逻辑产生 ADC 输出代码。
输入电荷注入、电路稳定性和驱动 AD7915 ADC
转换过程的关键是获取准确的输入信号电压。当驱动放大器准确地向输入电容器 CIN+ 和 CIN- 进行充电时，ADC 数据转换过程就会顺利进行，同时保持稳定，直至 ADC 采集时间结束。对设计者来说，问题在于 ADC 的输入端引入了一个电容（CIN+， CIN-） 以及需要驱动放大器进行管理的开关噪声或“反冲”电荷注入。
放大电路 Bode plot 可以快速估算电路稳定性。Bode plot 工具可以近似地描述放大器的开环和系统闭环增益传递函数的大小（图 3）。
y 轴量化了放大器电路的开环增益 （AOL） 和闭环增益 （ACL），其中放大器的 AOL 曲线从 130 分贝 （dB）开始，闭环增益 ACL 等于 0dB。沿 X 轴的单位以对数形式量化了从 100 赫兹 （Hz） 到 1 千兆赫兹 （GHz）的开环和闭环增益频率。
在图 3 中，放大器在大约 220Hz （fO） 时的直流开环增益以 -20dB/ 十倍频程的速度从 130dB 下降。随着频率的增加，这种衰减在持续并在大约 180 兆赫兹（MHz） 时跨过 0dB。由于这条曲线表示单极系统，所以分频器频率 fU 等于单位增益稳定放大器的增益带宽乘积 （GBWP）。该图代表一个稳定的系统，因为 AOL 和 ACL 的截止率是 20dB/ 十倍频程。
加入 Rext 和 Cext 以及 SAR ADC 后，通过创建系统零点和极点来修改放大器电路（图 4）。该系统包括一个 16 位、每秒 1 兆次 （MSPS）的 AD7915 差分 PulSAR ADC 和一个 180 MHz、轨至轨输入 / 输出 ADA4807-1 放大器，该器件由 Analog Devices 提供。由于存在 30 皮法 （pF）（典型值）的 ADC 输入电容负载，放大器和 ADC 的组合需要 Rext。该电路还需要 Cext 作为充电筒，在 ADC 输入端提供足够的电荷，以准确匹配输入电压。
如图 4 所示，由于电路在初始采集时 ADC 的电容负载和 ADC 的开关电荷注入，有可能发生振荡。Rext/Cext 放大器输出元件所产生的额外极点和零点保证了系统稳定，所以开环和闭环增益曲线交点大于 20dB/ 十倍频程，使相位裕度小于 45°。这种配置与 fP2 和 fZ2 一起构成一个不稳定电路。
为避免不稳定，在评估电路中带有 Rext 和 Cext 的放大器开环增益曲线时，设计人员需要考虑放大器的开环输出电阻 RO 的影响。阻值为 50 欧姆 （W）的 RO 与 Rext、Cext 的组合通过引入一个极点（fP，公式 1）和一个零点（fZ，公式 2）来修正开环响应曲线。RO、Rext 和 Cext 的值决定了 fP 的转折频率。Rext 和 Cext 的值决定了零转折频率 fZ。
fP 和 fZ 的计算结果是：
fP1 = 842 kHz
fZ1 = 2.95 MHz
其中：RO = 50 W
Rext = 20 W
Cext = 2.7 纳法拉 （nF）
fP2 = 22.7 MHz
fZ2 = 79.5 MHz
其中：RO = 50 W
Rext = 20 W
Cext = 0.1 nF
上述 fP1 和 fZ1 的值使 AD7915 和 ADA4807-1 成为一个稳定的系统。
驱动 Easy Drive AD4021 SAR ADC
AD7915 的替代产品是 AD4021 20 位 1 MSPS Easy Drive SAR 转换器。AD4021 器件系列将输入反冲和输入电流显著降低至 0.5 微安（μA）/MSPS。Easy Drive 器件的特点是能降低功耗和信号链复杂性。
AD4021 的模拟输入端采用了能够降低典型开关式电容 SAR 输入非线性电荷反冲的电路。因为减少了反冲并延长了采集阶段，因此可以使用较低带宽、较低功率的驱动放大器（图 5）。
减少反冲并延长采集时间，也使得输入电阻电容 （RC） 滤波器中的 Rext 电阻值增大，Cext 电容相应减小。这种较小的 Cext 放大器负载组合提高了稳定性，降低了功耗。
使用单路 5 伏电源的 AD4021 的推荐连接图似乎具有类似电路图。但对放大器的要求降低了，Rext/Cext（R 和 C）的值更小（图 6）。
图 6 中，基于 SAR 的 AD4021 也采用了电荷再分配采样 DAC。ADC 有一个板载转换时钟和串行时钟。因此，转换过程不需要同步时钟（SCK） 输入。这种时钟配置可以延长采集时间，通过为输入信号提供更长的时间使其建立至最终值，从而提高精度。
AD7915 和 AD4021 的驱动放大器主要考虑的是噪声，因为放大器 /Rext/Cext 组合必须从满量程阶跃到 16 位水平 （0.0015%， 15ppm） 的 AD7915，以及 20 位水平 （0.00001%， 1ppm） 的 AD4021。
为了保持 AD7915 和 AD4021 的信噪比（ SNR） 性能，驱动放大器的噪声必须小于 ADC 噪声的三分之一。AD4021 的噪声为 60 微伏有效值 （mVrms），这就要求放大器 /Rext/Cext 组合的噪声小于 20mVrms。AD4021 的噪声为 31.5 mVrms，这就要求放大器 /Rext/Cext 组合的噪声小于 10.5 mVrms。
Analog Devices 的精密 ADC 驱动器工具可帮助设计人员快速计算出正确的 Rext 和 Cext 值。通过选定的驱动器和 ADC，该工具可以模拟电路的建立时间、噪声和失真行为。
结语
SAR ADC 将继续在超高速数据采集、工业控制和仪器仪表应用中占据主导地位。然而，我们需要考虑这类器件的外部输入电路——驱动放大器和输入滤波器，以适应潜在的开关电荷注入和放大器稳定性问题。
大多数 SAR 转换器（如 AD7916 和 AD4021）精确控制输入信号的解决方案都依赖运放驱动器，如本示例中的 ADA4807-1。如图所示，这类器件在适当的输出电阻和电容值的支持下形成一个坚实的基础，然后在此基础上建立一个高精度、稳健、高分辨率、16 位或 20 位 SAR 转换器系统。
